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单热回路 or 双热回路?ADI工程师这样选

汽车应用电路必须满足严格的EMI标准,以避免干扰广播和移动服务频段。在很多情况下,Silent Switcher®和Silent Switcher 2解决方案在满足这些标准方面可以发挥重要作用。但是,在任何情况下,都必须要精心布局。本文专门讨论4开关降压-升压型控制器的两种可能解决方案,并比较EMI室的测量结果。

4开关降压-升压转换器将降压和升压控制器结合在单个IC中,当输出低于输入时,转换器用作降压器;当输出高于输入时,转换器用作升压器。在输出和输入接近的区域中,所有四个开关都可以工作。

功率产品研究团队利用ADI公司位于加州圣克拉拉的内部EMI室,对原始双热回路同步布局的有效性进行了研究,看看能否使用替代布局来降低EMI噪声以通过EMI标准。

双热回路布局要求将热回路陶瓷电容对称放置在功率MOSFET周围,以遏制EMI噪声。ADI公司独特的检测电阻位置——在电感旁边且在热回路外部——使得这些回路可以非常小,从而最大限度地降低热回路的天线效应。为了实现这种对称性并使开关节点能够到达附近的电感,需要开关节点过孔,而这可能会影响热回路区域。研究团队利用符合CISPR 25标准的EMI室发现,裸露的开关节点和较大热回路面积会产生干扰性传导EMI,尤其是在>30 MHz(FM无线电频带)时,这是最难衰减的频率范围。

对于具有单个热回路的原始降压-升压布局,通过重新布置功率MOSFET和热回路电容可以改善其最小热回路。这种布局称为单热回路,与之相对应的是双热回路。使用单个热回路的好处是不仅开关损耗较小,而且能够衰减>30 MHz的传导发射(CE),因为热回路面积和开关节点的裸露部分已最小化。其有效性已通过如下方式得到验证:使用相同的控制器IC和相同的功率器件,比较新布局与双热回路布局的EMI噪声。实验使用了一个4个开关降压-升压控制器 LT8392及其两种版本的演示电路(DC2626A rev.2和rev.3)。

  • 布局比较

    图1显示了双热回路和单热回路的布局与装配板照片。每个板都有四层:顶层(第1层)、第2层、第3层和底层(第4层)。但是,图中仅显示了顶层和底层。如图1(a)所示,热回路电容位于中心MOSFET的左侧和右侧,形成相同的热回路。开关节点过孔用于通过底层(如图1(c)所示)和第3层将开关节点SW1和SW2连接到主电源电感。SW1和SW2顶层铜节点采用大面积布局,以耗散电感和MOSFET的热量。但同时,大部分裸露的SW1和SW2铜节点成为EMI辐射源。如果电路板安装在底盘接地附近,则底盘和开关节点铜之间会形成寄生电容。它使高频噪声从开关节点流到底盘接地,影响系统中的其他电路。在符合CISPR 25标准的EMI室中,高频噪声流过EMI设置和LISN的接地台。裸露的交换节点还会充当天线,引起辐射EMI噪声。

    然而,单热回路在底层没有裸露的开关节点铜,如图1(d)所示。在图1(b)所示的顶层,热回路电容仅放置在MOSFET的一侧,这使得开关节点可以连接到电感而无需使用开关节点过孔。

    图1.双热回路和单热回路的布局与照片

    在单热回路布局中,顶部和底部MOSFET不对齐,但其中一个旋转90°以使热回路尽可能小。图1(e)和图1(f)中的黄色高亮框比较了双热回路与单热回路的热回路大小。这些框表明,单热回路的热回路为双热回路的一半。

    应当注意,图1(a)所示的双热回路的两个0402热回路电容未被使用,并且1210热回路电容被挤压到MOSFET以使热回路最小。

    剥离0402电容焊盘附近的阻焊层,以使1210电容连接良好。另外,电感焊盘附近的阻焊层被移除,以在单热回路电路中使用该同一电感。热回路越小,意味着回路的总电感越小。因此,开关损耗得以减少,开关节点和开关电流的LC振铃也得以衰减。另外,较小的回路有助于降低30 MHz以上的传导EMI,因为电磁辐射骚扰会影响该范围内的传导EMI。

    ADI公司的专有峰值降压/峰值升压电流模式控制方案使得4开关降压-升压控制器可以形成最小的热回路。电流检测电阻与主电感串联。相比之下,竞争对手的控制器使用谷值降压/峰值升压电流模式控制方案,其中电流检测电阻应放在底部MOSFET的源极和地之间。图2显示了此类器件之一的推荐降压-升压布局。如黄框所示,热回路大于双热回路或单热回路。此外,检测电阻的寄生电感增加了热回路的总电感。

    图2.竞争器件LM5176的推荐降压-升压布局

  • EMI比较

    双热回路和单热回路的EMI是在符合CISPR 25标准的EMI室中测量,结果显示于图3中。图3还给出了CISPR 25 Class 5标准限值。EMI结果绘制在同一图中以比较差异,双热回路用黄线标示,单热回路用红线标示。灰线是在环境条件下测得的本底噪声。如图4所示,双热回路的底层的裸露开关节点用铜带屏蔽接地,以显示该较小热回路的效果如何。没有铜屏蔽的双热回路的辐射远高于图3中的结果。输出为12 V、8 A,输入电压设置为13 V,以使电路工作在4开关切换模式。

    图3.双热回路和单热回路的EMI比较曲线:(a) 电压法传导发射峰值和均值,(b) 电流探针法传导发射50 mm峰值和均值,(c) 电流探针法传导发射750 mm峰值和均值,(d) 辐射发射垂直峰值和均值。

    图3(a)分别显示了电压法传导发射的峰值和均值。单热回路在30 MHz以上的CE要低5 dBμV,满足CISPR 25 Class 5标准对峰值和均值CE的要求,而双热回路在FM和VHF频段(68 MHz至约108 MHz)的均值有过冲,如黄色高亮框所示。

    请注意,在该频率范围内降低5 dbμv非常有挑战性。单热回路不仅在30 MHz的高频范围(这是最难衰减的区域)有效,在包括AM频段(0.53 MHz至约1.8 MHz)的低频(<2 MHz)范围也有效。辐射总是越低越好,尤其是当其为CE时,因为这会影响所有电连接的系统。

    电流探针方法是CISPR 25 Class 5指定的另一种测量方法。它在距离DUT 50 mm和750 mm的两个不同位置测量共模传导发射,而电压方法测量共模和差模的混合传导发射。图3(b)和3(c)比较了双热回路和单热回路的电流探针法传导发射。结果表明,单热回路在30 MHz以上(尤其是FM频段)具有更低的传导发射,如黄色高亮框所示。与电压法传导发射不同,在AM频段周围的低频处,单热回路相对于双热回路没有显着优势。

    图4.双热回路的底层的屏蔽开关节点

    最后,图3(d)显示了两种不同降压-升压布局的辐射发射(RE)。结果几乎相同,不过双热回路的尖峰在大约90 MHz时,比单热回路高5 dbμv/m。

  • 热比较

    图5显示了双热回路和单热回路的热比较。热图像是在9.4 V输入电压和SSFM开启的情况下测得。9.4 V是4开关工作区域的最低点,此后工作模式切换到输出电压为12 V的2开关纯升压模式。因此,测试条件最为恶劣。双热回路的最热元件、升压侧底部MOSFET和单热回路的温度几乎相同。虽然单热回路的底层没有可以散热的开关节点通孔和铜,但由于热回路较小,其开关损耗低于双热回路。另外,不使用开关节点过孔使得单热回路的顶层能够更好地散热,因为MOSFET漏极焊盘和开关节点铜的接触面积大于双热回路的接触面积。

    结论

    新的高功率设计建议使用新型单热回路降压-升压布局。由于开关节点的裸露部分和热回路面积极小,单热回路具有降低传导和辐射发射的明显优势,而不存在任何散热缺点。值得注意的是,它能降低30 MHz以上的传导发射,这是最难衰减的频率区域。由于ADI公司的4开关降压-升压控制器(LT8390/LT8390ALT8391/LT8391ALT8392LT8393LT8253等)具备专有峰值降压/峰值升压电流模式控制特性,因此热回路可以做得比竞争器件的热回路小很多。该控制特性导致效率更高而EMI更低,使得ADI公司的4开关降压-升压控制器成为汽车应用或任何EMI敏感应用的出色选择。

    图5.(a) 双热回路的热图像,(b) 单热回路的热图像。