“杨老师模拟课”是西安交通大学电气工程学院教授、博士生导师、工学博士杨建国在多年的执教与科研时间中,积累的问题与详细解答,并从中精选了最具代表性的10个问题,做出了10堂视频课,结合PPT,细致逐步讲解。
目前,“杨老师模拟课”已经上线了第二季,斑竹也为大家整理好了第二季全部的知识点总结,希望可以帮到各位小伙伴哈~
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01标准减法器电阻的匹配
所谓的电阻匹配,是指红色箭头所指两个电阻的比值,与绿色箭头所指的两个电阻比值完全相等。其中任何一个电阻与设计者有微小差别,就是“失配”。现实中,要做到电阻匹配,是极为困难的。减法器电阻失配,将大幅度降低CMRR。
02仿真软件中便于修改的差分信号源构建方法
要做减法器,肯定需要做差分信号源。但要改变差模信号,得对两个信号源进行两次设置,比较麻烦。
为此,杨教授构建了一下电路,由共模、差模形成减法输入源U+、U-,方便修改。
03减法器重要指标:CMRR
减法器有一个特别重要的指标——共模抑制比(CMRR),即差模增益(Gd)和共模增益(Gc)的比值标准。减法器在理论分析的时候共模增益等于零,差模增益等于电阻比值,CMRR就是无穷大。但是现实中真正的一个减法器是做不到CMRR无穷大的。我们就得对这个减法器进行CMRR测量,CMRR越大,这个电路越接近于理想的减法器。
04准确进行共模增益测量
仿真软件中的Uout由于输出很小,易受运放失调电压影响,因此得出的共模增益大小是随输入电压大小变化而变的。为能准确测量,需要将输入端从 0 伏到 10 伏产生一个共模信号的变化量,对于输出电压变化量的比值就可以得到共模增益。
05电阻匹配的减法器具有极高的CMRR
得到了差模增益和共模增益,即可计算得出CMRR,但这与理论上无穷大并不相符。这是因为减法器中使用到的运放本身就有CMRR,当一个减法器外部电阻是匹配的情况下,它的CMRR完全取决于运放的CMRR。
06标准减法器的电阻失配
现实中,要做到电阻匹配,是极为困难的。失配系数定义为是变化的电阻值与期望电阻值之比。取千分之一作为失配系数,以同样的电路为例,可以得到差模增益基本不变,而共模增益变化很大,由原来的-143.88db变为了-69.54db,导致CMRR很小。失配系数对CMRR的影响是直接的,手工选配电阻,达到高CMRR,基本是梦想。
07提高CMRR的方法
选用集成减法器,内部集成电阻,可以达到很好的一致性。
08提高CMRR的方法二
上图中展示了一种无需匹配电阻的减法器电路,该电路的两个电阻R1和R4,只影响差模增益没有匹配性要求。但因为运放的选择问题,该电路存在限制:由于N沟道MOS管正常工作的时候电流是从右向左流的,需要保证两端电位差,即UD>US,所以Ux+必须是负电压,而且Ux-必须小于Ux+;同时,运放供电正电源必须足够大,即UO1-Ux+=UGS≥UGSOFF。
在满足上述条件后,使V3保持恒定,V4从-1V变到-5V作为横轴,将输出电压作为纵轴,可以计算得到CMRR为140.68dB,表现良好。
09无需匹配电阻的减法器变形电路
如果不满足电路的限制条件,应该如何设计该减法器电路呢?可以分为以下情况:
- 面对两个都是负电压的测量点
- 面对两个都是正电压的测量点
- 测量点一正一负
10实用的精密电流检测电路读图
其实无需匹配电阻的减法器电路来源于该精密电流检测电路,如何读懂理解该电路图?可以从以下几步入手。第一步:去掉电路的次要的部分。除非滤波器和震荡器,一般情况下把电容舍弃掉;第二步:看运放供电,进一步凸显主电路。
这样就可以得到一个干净的主电路,在仿真中运放用AD8628代替,MOSFET用2N7002小信号管代替,使用虚短虚断进行分析。运放AD8628是RRIO运放,各输入端电位、输出电位符合供电范围;2N7002最大漏源电压60V,此为48V,符合要求;运放输出电流,MOSFET流过电流均小于最大电流,符合要求。
之后再将去掉的次要电路加入分析,可以发现次要电路主要用于现场供电以及滤波稳定电路的作用,可以迅速建立负反馈。
11无法使用的理论积分器
理论上的积分器使无法正常工作的,因为即便不加信号的时候,它的输出也会在负电源或者正电源上,称之为憋死。这是因为偏置电流一直给电容充电,输入失调电压被放大∞倍。
12如何避免憋死?
可以在C1电容并联一个100K的电阻R2,偏置电流流过R2,产生的电压是有限的。并联电阻R2,导致其直流噪声增益为1+R2/R1=101倍。直流意外被放大101倍,不足以憋死运放。积分器就被救活了。
并联之后,虽然电路拓扑被改变了,但在图中绿色频率区间,左图与右图相差很小,1.6kHz以上就是一个积分器,并且电阻并得越大,相同的区间也就越大。但是输出失调电压也会越大,导致积分器再次憋死。
为此,可以让输入信号频率远大于低通截止频率,这个电路将呈现出积分器特性,当f0>100f0,是“实用积分器“像“积分器“的关键。
13积分器怎么选择合适的运放?
高频处,实用积分器出现了问题,这是运放带宽不够造成的。
运放带宽和积分器表达的关系可以如此总结:当积分器最高关心频率为fH时,运放GBW>(50~100)fH,即,保证频率为fH时,运放的开环增益大于(50~100)到底是50还是100,或者更高,取决于你对积分器的要求程度。
14积分器的隔直输入
在积分器工作过程中周期性的信号输入的时候,我们总是希望积分器的输入是不包含直流分量的。当积分器的输入信号会有直流分量,由于积分器的直流增益很大,容易造成输出憋死。此情况下,一般要考虑增加隔直电路。其中,最直接的方法就是增加串联一个电容,输入信号的直流量就过不去了:
很显然,C2越小,电路的积分器有效区间越小。选择大电容,并不是一个好的策略。但是,这种方法最大的优点是直流噪声增益=1。
此时,可以选用大电阻R3,以避免选用大电容,但是这种方法的直流噪声增益仍然很大。
15隔直输入时方波输入时的输出毛刺怎么避免
积分器输入的方波变成三角波的时候,会经常见到三角波的输出端有一个尖峰,这个毛刺来自于输入突变的一刹那,如图所示:
可以得出输出尖峰是由输出电阻造成的,以及运放反应的慢造成的。为了避免这个影响,可以选用小的输出电阻,输出电阻越小,分压越小,毛刺越小;同时选用反应速度快的运放,反应速度越快,越能快速回归,毛刺也就越小。由于输出电阻一般不好选择,就选择高速运放吧。
16数字长线传输为什么电联阻尼电阻
平时在调试单片机和 ADC 的时候,通常这些数据手册上可能会给出一个建议,如果连接的线材比较长的话,连接过程中不是直接连,而是要通过串联阻尼电阻。电阻多大?一般都是 20- 50 Ω,当不接串联电阻时,很容易发生故障。
为了理解为什么要串联阻尼电阻,可以建立如下等效模型:
由于信号线上包含电感和电阻,数字器件 (ADC) 的输入端也存在输入电容和输入电阻,这是客观事实,这就必然形成一个二阶系统,Q很大时会出现增益隆起,当输入端为10MHz方波时,输出端会有大约2.4GHz的减幅振荡,通过幅频特性观察可以得到2.4GHz时会有明显的隆起增益,导致误动作:
为了使幅频特性更平坦,就需要在信号线上串流一个阻值合适的阻尼电阻,Q会下降到合适值,就可以安全稳定地传输信号。阻尼电阻既不能太大,也不能太小,20Ω~50Ω很常见,但也无需拘泥:
17模数混合系统中输出噪声哪儿来的?
在一个模数混合系统中,右边是数字系统,左边是模拟系统。他们分别都有一套电源和地,即模拟地和数字地,需要确定的是模拟地AGND,必须与数字地DGND相连,才能实施有效转换。但两者必须连好,否则信号采集会有很大的噪声。
随机变化的电流以及不可忽视的地平面电阻让数字系统“地电位”通常很肮脏,但是不影响数字系统的正常工作,这是因为数字电路均有足够的噪声抑制空间,同时数字系统不存在放大,本级解决问题,肮脏不会被传递。
但是F一旦相连,会给模拟系统也带来肮脏的地电位,由于运放的放大效应明显,输出信号也会有明显的放大噪声。
需要注意的是,所谓的“地电位肮脏”,不是指地平面电位存在“随机波动”,而是指:地平面上,不同位置存在不一样的随机波动。重点不在随机波动,而在于不同位置不一样的波动。
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模数混合系统中AGND和DGND怎么连?
1)单点连接
从右下角DGND看来,AGND虽然也存在随机电位波动,但整个AGND地平面,处处电位相同,就是干净的。原因在于,肮脏数字电流没有进入模拟地平面。
2)形成环路
只要存在两处稍远连接,就会形成环路,有环路,就会导致肮脏数字回流,流经干净的模拟地平面,污染模拟地。
因此,连接方法的核心就是模拟地AGND,通过单点,与数字地DGND相连,只要是单点,数字回流就不会“流过去,转一圈,再流回来”。就可以杜绝数字回流,流经模拟地平面。
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比例器,同相还是反相?
以同样的2倍放大电路为例,绝大多数情况下,两者区别不大,想用哪个,都可以。细细想想,还是有些不同:同相比例器输入电阻可以非常大,可以灵活设计输入电阻,很方便;而反向比例器的输入电阻受到制约,不好选择。
1)反馈系数不同
同相比例器的反馈系数稍大,会带来诸多优点:带宽稍大;噪声增益稍小(噪声、输出失调都小一些);失真度稍好一些。因此在实例中,同相比例器的参数表现更好。
2)输入端承受电压不同
同相比例器的输入脚,直接面对输入信号,因此对运放输入电压范围就有要求了,稍有不慎,输入就会超限。而反相比例器的输入脚,一个接地0V,另一个虚地,几乎没有变化,对运放的输入电压范围,没有什么要求。
3)反相比例器容易增加低通环节
反向比例器在使用中调试过程中,非常容易增加一个低通环节,而同相比例器是无法增加低通环节的。
20利用串联复合放大电路拓展带宽
如图所示的电路中,要求10μV输入失调电压20倍放大,并希望有-3dB,带宽1.5MHz。当对失调电压和带宽要求都比较高时,就会出现一个矛盾:在运放组成的电路中,高速运放的精密性失调电压、失真度等等这些不太好——带宽宽的失调电压都不太好,而失调电压比较小的,通常带宽都不带宽。
对此,可以使用串联复合放大电路拓展带宽:主运放和辅助放大器串联后,形成大运放,然后实施负反馈形成的电路,称为“串联型复合放大电路”。
该电路原理就是将主运放的开环增益整体提升,可以拓展带宽,是串联复合放大电路的核心思想。
综上,已经确定了精密运放,确定了增益G,但UGBW限制,电路带宽达不到设计要求角fH。且fHa≤UGBW;利用高速运放组成增益为G的辅助放大器,与精密运放配合形成串联复合放大电路,可以将电路带宽拓展到UGBW,且输出端具有更好的输出特性,比如压摆率、输出电流等,但不要奢望将电路带宽拓展到UGBW以上。